Messkreise

Mehrere Arten der Verschaltung von Prüfling ${\displaystyle \left(C_{a}\right)}$, Koppelkondensator ${\displaystyle \left(C_{k}\right)}$ und Messimpedanz (${\displaystyle Z_{mi}}$, ${\displaystyle CD}$) sind möglich. Abbildung 2 zeigt den Messaufbau bei geerdetem Koppelkondensator ${\displaystyle C_{k}}$.

In diesem Fall liegt der Prüfling mit der Messimpedanz ${\displaystyle Z_{mi}}$ in Serie, was bei Prüflingen mit kleinem Kapazitätswert zu einer guten Messempfindlichkeit führt. Bei einem Durchschlag des Prüflings liegt bei dieser Schaltung die volle Prüfspannung an der Messimpedanz ${\displaystyle Z_{mi}}$ an, sodass die nachgelagerte Messtechnik vor Überspannung geschützt werden muss.

Da bei den meisten Hochspannungsprüflingen eine isolierte Aufstellung oder eine Auftrennung der Erdverbindung nicht möglich ist, muss in dem Fall die Messimpedanz ${\displaystyle Z_{mi}}$ in den Erdzweig des Koppelkondensators ${\displaystyle C_{k}}$ eingebracht werden. Hierzu muss dieser isoliert aufgestellt werden und die Erdverbindung des Prüflings bleibt bestehen. Abbildung 3 zeigt diese Anschlussvariante.

Die erreichbare Empfindlichkeit bei beiden genannten Varianten der TE-Messung wird dabei in großem Maße von der Größe des verfügbaren Koppelkondensators ${\displaystyle C_{k}}$ und somit durch das Verhältnis von ${\displaystyle C_{k}}$ zur Prüflingskapazität ${\displaystyle C_{a}}$ bestimmt. Die messbare Ladung ${\displaystyle q_{m}}$ eines TE-Impulses berechnet sich dabei aus der scheinbaren Ladung wie folgt:

${\displaystyle q_{m}=q_{s}\cdot {\frac {C_{k}}{C_{k}+C_{a}}}\,}$

Abbildung 4 verdeutlicht den Zusammenhang grafisch.

Kabelanlagen stellen aufgrund ihrer großen Länge eine enorme kapazitive Last dar (z. B. 400-kV-VPE-Diagonale Berlin: ca. 11,5 km, ca. 2,2 μF; London 400-kV-VPE: 20 km, 4,4 μF; Augsburg 110-kV-VPE: ca. 3,8 km, ca. 700 nF). Mit den gängigen verfügbaren Kapazitätswerten von vor-Ort-tauglichen Koppelkondensatoren für die geforderten Spannungsebenen würde sich dadurch zwangsläufig eine erhebliche Reduzierung der Messempfindlichkeit ergeben. Eine TE-Messung mit Koppelkondensator ist damit nicht sinnvoll. Als Alternative ist bei einphasigen TE-Messungen an Kabelanlagen die Verwendung einer Nachbarphase (oder beider Nachbarphasen, vgl.) als Koppelkondensator möglich. An dieser Stelle wird die Forderung nach TE-Freiheit des Koppelkondensators zu Gunsten einer deutlich erhöhten Messempfindlichkeit aufgegeben. Bei auftretenden TE-Signalen kann durch den Vergleich der Messergebnisse aller drei Phasen jedoch eindeutig geklärt werden, welche der Phasen TE-behaftet ist.

Eine weitere Variation bei der zeitgleichen Messung von zwei Phasen eines Kabelsystems ist die Auskopplung von TE-Signalen über eine Brückenschaltung (s. Abbildung 5), die ein hohes Maß an Gleichtaktunterdrückung ermöglicht.

Dieses Messprinzip basiert auf der Annahme, dass die messbaren Signale von auftretenden TE-Fehlern aus dem Prüfling zeitlich nicht zu Impulsen aus der als Koppelkondensator fungierenden Nachbarphase korrelieren. Wohingegen Störimpulse (hauptsächlich an den Kabelenden eingekoppelte Koronastörer von parallelen unter Spannung stehenden Systemen) durch beide an der Messung beteiligte Phasen laufen und zeitgleich (und polaritätsgleich) am Messort auftreten. Durch die Verwendung eines Ferritübertragers bei der TE-Auskopplung können diese Gleichtaktstörer wirkungsvoll unterdrückt werden. Bei diesem Messverfahren wird vorausgesetzt, dass die Prüfspannungsquelle vor Ort ausreichend Leistung für mehrere Phasen bereitstellen kann.

Messimpedanz

Die Messimpedanz ist meistens als passiver analoger Bandpassfilter aufgebaut. Tiefe Frequenzanteile, vornehmlich der Bereich in der Nähe der Prüf- und Betriebsfrequenz, werden zum Schutz der angeschlossenen Messtechnik hochgradig unterdrückt. In einem breiten ungedämpften Bereich (< 1 MHz) erfolgt die Auskopplung der TE-Impulse. In diesem Auskoppelbereich können zusätzlich fest integrierte Filter (Bandsperren) eingebaut sein, die zum Beispiel schmalbandige frequenzstarre Störer wie amplitudenmodulierte Rundfunksender unterdrücken. Hier ist darauf zu achten, dass sich durch die Reduzierung des nutzbaren Frequenzspektrums folglich die auskoppelbare Energie des TE-Impulses reduziert. Bei mobilen TE-Messsystemen ist zudem davon auszugehen, dass durch regionale Unterschiede bei den terrestrischen Sendefrequenzen fest implementierte Bandsperren nicht sinnvoll sind. Hier kann die Unterdrückung dieser Störer durch programmierbare Filter auf der Softwareseite des TE-Messsystems, z. B. durch adaptive Filteralgorithmen, erfolgen.

Ein weiterer Zweck der Bandpassfilterung in der Messimpedanz ist eine Quasiintegration des Messsignals im Zeitbereich zur Ermittlung der Impulsladung. Dabei berechnet sich nach Fourier die spektrale Energie eines beliebigen Stromimpulses nach:

${\displaystyle {\underline {F}}\left(j\omega \right)=\int _{-\infty }^{+\infty }i\left(t\right)\cdot e^{-j\omega t}\cdot dt}$

Bekanntlich ist das Stromintegral über die Zeit die gesuchte Impulsladung ${\displaystyle q}$ und wird wie folgt berechnet:

${\displaystyle q=\int _{0}^{+\infty }i\left(t\right)\cdot dt}$

Rechnerisch entspricht also der spektrale Signalanteil bei Gleichspannung (f = 0 Hz) dem gesuchten Ladungswert ${\displaystyle q}$. Da jedoch, wie oben beschrieben, Frequenzen im Bereich der Prüfspannung (und darunter) bei der Auskopplung unterdrückt werden, steht dieser Frequenzanteil zur weiteren Auswertung nicht zur Verfügung. Unter der Annahme, dass der Verlauf des Frequenzspektrums bis hin zu einer charakteristischen Grenzfrequenz ${\displaystyle f_{G}}$ nahezu konstant verläuft, ist eine korrekte Ladungsbestimmung durch eine Bandpassmessung im Bereich dieser konstanten Amplitude des Frequenzspektrums eines TE-Impulses oberhalb von 0 Hz möglich. Die schmalbandige Bandpassmessung ermöglicht zudem bei Kenntnis des aktuellen Störspektrums der Umgebung die gezielte Auswahl eines Frequenzbereiches zur TE-Messung, der weitgehend frei von frequenzstarren Störern ist.

Kapazitive Sensoren

Die Erfassung der elektrischen Feldkomponente eines TE-Impulses erfolgt durch kapazitive Sensoren. Dabei kann die Sensorelektrode als leitfähiger Streifen in Form eines Zylindermantels um die Kabelader realisiert werden (CCS, Coaxial Cable Sensor, s. Abbildung 6). Die Sensorelektrode wirkt dabei zusammen mit dem äußeren Kabelschirm als Kapazität. Es entsteht ein kapazitiver Spannungsteiler aus Kabel und Sensor, der die Auskopplung von impulsartigen Signalen aus dem Energiekabel ermöglicht.

Diese Ausführungsart des kapazitiven Sensors muss vor Ort montiert werden. Infolgedessen muss der geöffnete Kabelschirm und der schützende Kabelmantel nach der Sensormontage wiederhergestellt und deren ordnungsgemäßer Zustand nachgewiesen werden. Als zusätzliche Schwachstelle ist ebenso die Messleitung zu nennen, die das Sensorpotenzial zur Messung aus dem Kabel nach außen führt. Diese durchstößt zwangsläufig den Kabelmantel und muss daher gegen möglichen Wassereintritt ausreichend geschützt werden.

Konstruktiv ausgereifter sind kapazitive Feldsensoren, die schon bei der Herstellung der Garnituren direkt in diese implementiert wurden. Hier können die vorhandenen feldsteuernden Deflektoren als kapazitive Sensorfläche genutzt werden. Dabei wird der halbleitende und damit frequenzabhängige Charakter des Deflektorwerkstoffes ausgenutzt. Während der Deflektor für die betriebsfrequenten Felder die feldsteuernde Funktion innerhalb der Muffenkonstruktion übernimmt, können durch TE verursachte hochfrequente Felder an diesem über einen Shuntwiderstand zur messtechnischen Erfassung abgegriffen werden.

Da in den meisten Fällen lediglich ein einzelner kapazitiver Sensor je Muffe realisiert wird, ist eine genaue Ortung eines TE-Fehlers durch Laufzeitauswertungen innerhalb der Muffe nicht möglich. Eine cm-genaue Fehlerortung ist aufgrund der auf circa 20 MHz limitierten oberen Grenzfrequenz des Sensors selbst bei zwei Sensoren nur sehr eingeschränkt möglich.

Bei dem für kapazitive Sensoren typischen Frequenzbereich von circa 2 MHz bis 20 MHz werden hochfrequente Impulse bei ihrer Ausbreitung im Kabel bereits so stark gedämpft, dass die Abnahme der Impulsamplituden vom Entstehungs- zum Messort sowie die Impulsverformung im Allgemeinen eine klare Unterscheidung des Impulsursprungs ermöglichen (s. Abbildung 7).

So können beispielsweise Koronastörer eindeutig von TE aus der Muffe unterschieden werden. Unabhängig davon ermöglicht die hochpräzise Erfassung der Absolutzeit die Feststellung der Richtung der Impulsausbreitung und damit ebenfalls eine sichere Unterscheidung des Impulsursprungs.

Aus den oben genannten Gründen ist es jedoch nicht möglich, den kapazitiven Sensor durch eine Einspeisung einer Referenzladung am zugänglichen Kabelende vor Ort zu kalibrieren. Der Kalibrierimpuls müsste das Kabel mehrere 100 Meter bis hin zum Sensor in der ersten Muffe durchlaufen und wäre dort stark gedämpft. Die für eine quantitative TE-Auswertung erforderliche Kalibrierung muss deshalb an einer zusätzlich aufgebauten Muffe mit kurzen Kabeln im Labor stattfinden. Die Empfindlichkeit des Sensors ist dabei ausschließlich vom System Kabel-Muffe abhängig (z. B. Geometrie, Leitfähigkeit der Leitschicht). Bei zwei vorhandenen baugleichen Sensoren an einer Muffe ist zudem eine Kreuzkalibrierung denkbar. Hier fungiert einer der Sensoren als Kondensator zur Einspeisung des Kalibriersignals, während der andere Sensor als Auskoppelkondensator dient. Nach der Folgenden Gleichung entspricht, aufgrund der Symmetrie der Sensoren, der halbe Wert der ermittelten Koppeldämpfung dem Dämpfungswert ${\displaystyle X}$ eines einzelnen Sensors:

${\displaystyle 2\cdot X=20\cdot \log {\frac {U_{\mathrm {in} }}{U_{\mathrm {out} }}}}$

Auch auftretende Signalverluste durch Teilreflexionen innerhalb der Muffenkonstruktion müssen dabei berücksichtigt werden.

Richtkoppelsensoren

Ein Richtkoppler ist ein aus der Antennentechnik bekanntes Bauelement, mit dem sich vor- und rücklaufende Signale getrennt auskoppeln lassen. Das Koppelverhalten von Richtkopplersensoren beruht auf einer Überlagerung von induktiver und kapazitiver Kopplung, deren Verhältnis eingestellt werden kann. Bei einem idealen Richtkoppler sind beide Kopplungen exakt gleich groß. Abbildung 8 zeigt das Prinzip der konstruktiven und destruktiven Signalüberlagerung.

Ein Signal auf Leitung 1 (in Abbildung 8 dargestellt durch den gerichteten Strompfeil ${\displaystyle I}$, grün) hat auf Leitung 2 sowohl eine gleichtaktförmige induktive Koppelkomponente (${\displaystyle I_{M}}$, blau) als auch eine gegentaktförmige kapazitive Koppelkomponente (${\displaystyle I_{C}}$, rot) zur Folge, die sich an den beiden Messwiderständen überlagern und zu den beschriebenen Ausgangssignalen führen.

• Abbildung 9a: TE-Sensor: bis auf die äußere Semicon-Schicht freigelegtes Kabel mit Sensor unter dem Schirm
• Abbildung 9b: TE-Sensoren zum Test
• Abbildung 9c: TE-Sensor: Testaufbau mit angeschlossenen koaxialen Signalkabeln

Der Richtkopplersensor zeichnet sich durch eine eindeutige Anzeige der Impulsherkunftsrichtung aus. Ein auf den Richtkopplersensor treffendes Signal ist an der der Herkunftsrichtung zugewandten Seite der Richtkopplerausgänge (Koppelpfad) messbar (konstruktive Superposition der induktiven und kapazitiven Signalkomponente), während am anderen Ausgang (Sperrpfad) idealerweise kein Ausgangssignal erscheint (destruktive Superposition). Bei idealen Richtkopplern kommt es zu einer vollständigen Auslöschung der Signale im Sperrpfad. In der Praxis erreichen reale Richtkopplersensoren ein Koppelverhältnis (Signalverhältnis Sperrpfad zu Koppelpfad) in der Größenordnung 1:10. Bis hinunter zu einem Signalverhältnis von 1:2 ist eine gesicherte Aussage über die Herkunftsrichtung der TE-Signale jedoch meist unproblematisch.

Die Richtkopplersensoren werden üblicherweise innerhalb des Muffengehäuses direkt auf die hiervon nicht beeinflusste äußere Leitschicht des Kabels montiert. Abbildung 9 zeigt einen einfachen Sensor zur TE-Auskopplung, welcher nachträglich an eine Kabelmuffe angebracht wurde.

Durch logische Verknüpfung der vier Ausgangssignale der beiden Richtkopplersensoren an einer Muffe ist eine eindeutige Klassifizierung der Signale in „von links kommend“, „von rechts kommend“ und „TE aus der Muffe“ möglich. Für maximale Entscheidungssicherheit, was einem großen Richtverhältnis entspricht, sollte der Richtkopplersensor für jedes Kabel einmalig in seiner Geometrie speziell abgeglichen werden, da die mechanischen und elektrischen Eigenschaften des Kabels, z. B. die Dicke der Isolierung und die Leitfähigkeit der Leitschichten, in das Richtverhältnis eingehen.

Induktive Sensoren

Induktive Sensoren nutzen die magnetische Feldkomponente eines TE-Impulses und können außen über dem Mantel des Energiekabels montiert werden. Eine Abschirmung muss dafür sorgen, dass elektrische Felder das Messsignal nicht stören. Eine verbreitete Ausführungsform eines induktiven Sensors ist die Rogowskispule, die bei Abschirmung elektrischer Störfelder zur Auskopplung von TE-Impulsen an Energiekabeln geeignet ist.

Rogowski-Spulen zeichnen sich durch große Bandbreite und lineares Übertragungsverhalten aus. Bei der Verwendung von Leitungselementen wie in nebenstehender Abbildung muss bei der Verwendung bei hohen Grenzfrequenzen (Nanosekundenbereich) jedoch unter Umständen mit partiellen Resonanzen gerechnet werden.